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雷达原理复习要点详解ppt

归档日期:07-23       文本归类:低空盲区      文章编辑:爱尚语录

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  第一章 第二章 第三章 第四章 第五章 第六章 第七章 第八章 * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * * 当雷达发射机采用自激振荡器(如磁控管振荡器)时, 它的每一发射脉冲高频起始相位是随机的。为了得到与发射脉冲起始相位保持严格关系的基准电压, 应该采用锁相的办法, 也就是使振荡电压的起始相位受外加电压相位的控制。原则上有两种锁相的办法: 一种是将发射机输出的高频电压加到相参振荡器去锁相; 另一种是将连续振荡的相参电压加到发射机振荡器去, 以控制发射脉冲的起始相位。后一种方法要求较大的控制功率, 因而在实际中用得较少。 直接用发射机输出在高频进行锁相存在着实际困难, 因为容易实现锁相和高频率稳定度两个要求对锁相振荡器的实现是互相矛盾的。如果允许的频偏量Δf相同(Δf的值影响动目标显示的工作质量), 则锁相相参振荡器工作在中频时对频率稳定度Δf/fc的要求将明显降低。加之超外差接收通常在中频进行主要放大, 并将中频信号送到相位检波器,因此, 典型动目标显示的相参振荡器均工作于中频, 在中频上实现锁相。 雷达原理 * 锁相电压直接由发射机取出, 避免了收发开关可能带来的干扰, 以保证锁相质量。高频锁相电压与回波信号用同一本振电压混频, 然后将混频所得的中频锁相电压加到相参振荡器输入端。用这个锁相电压锁定的中频相参振荡器电压可以作为相位检波器的基准电压。发射信号和本振信号的随机初相在比较相位时均可以消去。 中频锁相时, 各点电压及其相位关系为: 本地振荡器 发射机输出 式中, φl及φ0′为初相, 通常是随机量。经混频后取其差频作为锁相电压 雷达原理 * 相参振荡器的初相在每一重复周期均由中频锁相电压决定, 而在整个接收回波时间内也连续存在, 作为相参接收的相位基准。 这时, 目标回波信号为 这里忽略了目标反射引起的相移。ur只当tr≤t≤tr+τ时存在。 经混频后得到中频信号 在相位检波器中, 回波信号ur′与基准电压比较相位时, 初相φl-φ0′可以消去, 两者的相位差只决定于ω0tr。当目标运动时, 相邻重复周期的相位差按多卜勒频率变化。 雷达原理 * 8.3 盲速、盲相的影响及其解决途径 8.3.1 盲速 1. 盲速以及消除盲速影响的方法 盲速在相邻两周期运动目标回波的相位差为2π的整数倍, 即 这时fd0=nfr或vr0=(n/2) λfr, n=1时为第一盲速, 表示在重复周期Tr内目标所走过的距离为半个波长。由于处于“盲速”上的运动目标, 其回波的频谱结构和固定杂波相同, 经过对消器将被消除。因此, 动目标显示雷达在检测“盲速”范围内的运动目标时, 将会产生丢失或极大降低其检测能力(这时依靠复杂目标反射谱中的其他频率分量)。如果要可靠地发现目标, 应保证第一盲速大于可能出现的目标最大速度。 但在均匀重复周期时, 盲速和工作波长λ以及重复频率fr的关系是确定的, 这两个参数的选择还受到其他因素的限制。 最大不模糊距离和重复频率fr的关系为 雷达原理 * 如第一盲速点vr0′ = (1/2) λfr, 则最大不模糊距离R0max和第一盲速vr0′的关系为 R0 maxvr0′= (c/4) λ, 当工作波长λ选定后, 两者的乘积为一常数, 不能任意选定。 通常在地面雷达中, 常选择其重复频率fr使之满足最大作用距离的要求, 保证测距无模糊, 而另外设法解决盲速问题。 解决盲速问题在原理上并不困难, 因为在产生“盲速”时, 满足vrTr1 = n (λ/2), 如果这时将重复周期略为改变而成为Tr2, 则vrTr2≠ n (λ/2), 不再满足“盲速”的条件, 动目标显示雷达就能检测到这一类目标。 因此, 当雷达工作时, 采用两个以上不同重复频率交替工作(称为参差重复频率), 就可以改善“盲速”对动目标显示雷达的影响。 2. 参差重复频率对动目标显示性能的影响 设雷达采用两种脉冲重复频率fr1和fr2交替工作, 而fr1和fr2均满足最大不模糊测距的要求, 则在一次对消器的输出端其响应分别为2u|sin(πfdTr1)| 和 2u|sin(πfdTr2)|, 只有在两种重复频率上均出现盲速而输出为零时, 才等效于参差后的“盲速”vr0′, 它所对应的多卜勒频率为f d0′, 这时要满足: 式中, n1、n2为整数。 雷达原理 * 如果选择Tr1 = aΔT, Tr2 = bΔΤ, 且a、b互为质数, 则合成第一盲速点产生于n1=a, n2=b点处。可以作出比较: 当不采用参差重复频率时, 其平均重复周期Tr = (Tr1+Tr2)/2, 这时第一盲速值和其相应的多卜勒频率值fd0为 采用参差后, 第一盲速对应的多卜勒频率值为 这时, 可求得采用参差频率后, 第一等效“盲速”提高的倍数为 当采用N个参差重复频率, 且其重复周期的比值为互质数(a1,a2,a3, …, aN)时, 第一等效“盲速”提高的倍数为 雷达原理 * 在实际工作中, 不仅要求第一等效盲速值要尽可能覆盖目标可能出现的速度范围, 而且要求在该速度范围内响应曲线比较平坦。 这两个要求实现起来常有矛盾, 需要选择合适的参差数和最佳的参差比来解决。 以两个重复频率参差的情况来说, 盲速提高倍数愈多, 则合成曲线愈不平坦, 特别是第一凹点深度愈大, 这是不希望的。改进的办法是采用三个以上重复频率的参差及好的参差比来得到较好的速度响应特性。 雷达原理 * 采用参差重复频率不仅可以较好地解决盲速问题(使第一合成盲速大于最大目标速度), 而且可以改变参差数及其比值的办法来获得不同的速度响应(等效MTI滤波器响应)。但采用参差重复频率后也存在一些相应的问题: (1) 不能消除远区杂波的二次回波, 因为参差周期时它们在脉冲间不处于同一距离单元上。 (2) 参差周期时要做好高稳定度的发射机更加困难。 (3) 由于参差而使雷达的改善因子受到限制。 雷达原理 * 8.3.2 盲相 1. 点盲相和连续盲相 相位检波器输出经一次对消器后, 运动目标回波Δu 输出的振幅值大小为|2U0sinπfdTr|, 与多卜勒频率有关, 其输出的振幅受多卜勒频率调制。 在某些点上, 输出幅度为零, 这些点称为盲相。从相检特性上看, 如果相邻两个回波脉冲的相位相当于相检特性的a、c二点, 其相位差虽不同, 但却是一对相检器输出相等的工作点, 因此经过相消器后, 其输出为零而出现点盲相。 雷达原理 Δu= u′-u= 2U0sin(πfdTr)sin(ωdt-πfdTr-φ0) * 用矢量图说明相位检波器和相消器输出 (a) 动目标单独存在时; (b) 动目标与固定目标叠加; (c) 动目标叠加在强杂波上 雷达原理 * 2. 中频对消(矢量对消器之一) 相位检波器的输出是回波矢量在基准电压方向的投影, 而一次对消器的输出又相当于相邻重复周期信号差矢量在该方向的投影。当差矢量的方向与基准电压方向垂直时, 则输出为零, 这时就是盲相。 如果能在信号处理中, 直接取出反射回波的差矢量, 则避免了盲相和回波振幅的多卜勒调制。在检波前直接用中频对消, 可以取出反射回波的差矢量。 对于相参中频信号, 相邻重复周期的运动目标回波可以分别写为 式中, ωi为中频频率; φ0′为初相; ωd为多卜勒频率; 2πfdTr是相邻周期由于目标运动所引起的回波相位差的变化。 雷达原理 * 相邻重复周期的中频信号相减, 得到中频对消输出为 式中 即中频对消器的输出也是一个中频电压, 其振幅为 是多卜勒频率的函数。为了保证中频对消器能消除零速的固定杂波, 理论上应满足fiTr=n, 即中频fi=nfr, 是重复频率的整数倍。 中频对消器输出中频信号的振幅为sin(πfdTr),当fdTr=n时, 输出也为零, 这就是盲速, 这时多卜勒频率等于脉冲重复频率的整数倍。 盲速是由于脉冲取样工作方式引起的, 采用中频对消方式不能解决, 只有用高重复频率或参差重复频率才能在一定范围内解决盲速的影响。 雷达原理 * 3. 正交双通道处理(零中频处理) 矢量对消器也可以在视频用数字式对消系统实现。矢量对消器由正交的两路视频对消器组成,两路输出的模值为其矢量输出。 正交双通道由两路相同的支路组成,差别仅在其基准的相参电压相位差为90度(同相支路,I路和正交支路,Q路)。 雷达原理 * 单路相位检波器的输出电压是回路矢量沿基准电压方向的投影,若差矢量和基准电压方向垂直,则出现盲相。 如用正交双通道,两路可同时得到I和Q两个投影量,当一个为0时,另一个为最大值,且 等于差矢量△u。 正交双通道处理得到了差矢量,保留了中频信号的全部信息,又称为零中频处理。 零中频处理的原理和优点讨论如下: 任一中频实信号s(t)可以表示为 其中,a(t)和φ(t)分别为信号的振幅和相位调制函数; 通常均用窄带信号, 因此a(t)和φ(t)与ωi相比,均是时间的慢变函数。 信号可以用复数表示为 雷达原理 s(t) =a(t)cos[ωit +φ(t)] * 式中,u(t)=a(t)ejφ(t),称为复调制函数, 它包含了信号s(t)中的全部信息, 即振幅调制和相位调制函数。以φ(t)=ωdt为例来看, 复调制函数u(t)=a(t)ejωdt表示中频信号附加的多卜勒频率为正值, 可以从复调制函数的实部和虚部的相互关系中, 判断频率的正负值。 相位检波器是将中频信号s(t)与相参电压差拍比较, 它的工作原理与混频相同, 相参电压类似于混频时的“本振”电压。通常都选取相参振荡的频率和信号中频相同, 因此,相位检波器输出的差拍为零, 称之为“零中频”或“基频”信号。相位检波器虽然可以保留中频信号的相位信息, 但是只用单路相位检波器时, 将原中频信号在正频率轴与负频率轴上的频谱, 全部移到零频率的位置上, 从而产生了频谱折叠。 单路相位检波器完成的作用是将信号s(t)与基准电压 cosωit相乘 雷达原理 * 经低通滤波器后, 取出前项缓变的低频分量为 例如,当u(t)=a(t)ejωdt时, (1/4)[u(t)+u*(t)]= (1/2)a(t) cos ωdt, 是按多卜勒频率变化的信号, 但已不能区分频率的正负值。 单路相位检波所得[u(t)+u*(t)], 由于产生频谱折叠, 复数谱正负频率对称从而失去了复调制函数u(t)的某些特征。 雷达原理 * 要得到中频信号s(t)的全部信息, 应能保证把复调制函数u(t)单独取出来。这时的基本运算是信号s(t)乘以复函数e-jωit, 即得 通过低通滤波器后, 可以取出其复调制函数u(t)而滤去高次项 信号s(t)和复函数e-jωit 相乘为 而 这就要求正交双通道处理, 一支路和基准电压cosωit 进行相位检波, 称为同相支路I; 另一路和基准电压sinωit进行相位检波, 得到正交支路Q, sinωit 由cosωit移相90°得来。故输出值分别为a(t)cosφ(t) 和a(t) sin φ(t)。如果要取振幅函数a(t)(中频矢量值), 则同相和正交支路取平方和再开方; 如果要判断相位调制函数的正负值, 则需比较I、Q两支路的相对值来判断。正交支路的输出也可以重新恢复为中频信号 即将零中频的I .Q分量分别与正交中频分量相重后组合即可。 雷达原理 u*(t)e-j2ωit 。 u(t) = a(t) cos φ(t) +ja(t) sinφ(t) * 8.8 速度测量 目标回波的多普勒频移和径向速度成正比,因此只要准确测出fd的数值和正负,即可确定目标的径向速度和方向。 8.8.1 连续波雷达测速 1. 连续波雷达测速 相位检波器输出经低通滤波器取出多卜勒频率信号送到终端测量和指示。 低通滤波器的通频带应为Δf到fdmax, 其低频截止端用来消除固定目标回波, 同时应照顾到能通过最低多卜勒频率的信号; 滤波器的高频端fdmax则应保证目标运动时的最高多卜勒频率能够通过。连续波测量时, 可以得到单值无模糊的多卜勒频率值。根据目标回波出现的滤波器序号,判定fd。 雷达原理 * 限制简单连续波雷达(零中频混频)灵敏度的主要因素是半导体的闪烁效应噪声, 这种噪声的功率差不多和频率成反比, 因而在低频端即大多数多卜勒频率所占据的音频段和视频段, 其噪声功率较大。当雷达采用零中频混频时, 相位检波器(半导体二极管混频器)将引入明显的闪烁噪声, 因而降低了接收机灵敏度。 克服闪烁噪声的办法是采用超外差式接收机, 将中频fi的值选得足够高, 使频率为fi时的闪烁噪声降低到普通接收机噪声功率的数量级以下。 雷达原理 * 连续波多卜勒雷达可用来发现运动目标并能单值地测定其径向速度。 利用天线系统的方向性可以测定目标的角坐标, 但简单的连续波雷达不能测出目标的距离。 这种系统的优点是: 发射系统简单, 接收信号频谱集中, 因而滤波装置简单, 从干扰背景中选择动目标性能好, 可发现任一距离上的运动目标, 故适用于强杂波背景条件(例如在灌木丛中蠕动的人或爬行的车辆)。 由于最小探测距离不受限制, 故可用于雷达信管, 或用来测量飞机、 炮弹等运动体的速度。 雷达原理 * 2. 连续波多卜勒跟踪系统 当只需测量单一目标的速度,并要求给出连续的,准确的测量数据时,可采用跟踪滤波器来代替N个窄带滤波器。 1)频率跟踪滤波器 跟踪滤波器的带宽很窄(和信号谱线相匹配), 且当多卜勒频率变化时, 滤波器的中心频率也跟随变化, 始终使多卜勒频移信号通过而滤去频带之外的噪声。图8.41画出了跟踪滤波器的组成方框图, 这就是一个自动频率微调系统。 输入信号的频率为fi+fd(fi为固定目标回波的频率), 它与压控振荡器输出信号在混频器差拍后, 经过放大器和滤波器送到鉴频器。 如果差拍频率偏离中频fz, 则鉴频器将输出相应极性和大小的误差控制电压, 经低通滤波器后送去控制压控振荡器的工作频率, 一直到闭环系统工作达到稳定, 这时压控振荡器的输出频率接近于输入频率和中频之和。压控振荡频率的变化就代表了信号的多卜勒频率, 因而从经过处理后的压控振荡频率中即可取出目标的速度信息。 频率跟踪滤波器就是一个自动频率微调系统,它调节压控振荡器的频率而保证输入信号的差频为固定值fz。系统的稳态频率误差正比于输入频率的变化量△ fz 雷达原理 * 2)锁相跟踪滤波器 频率跟踪滤波器是一个一阶有差系统, 因为系统中没有积分环节。可以采用锁相回路来得到无稳态频偏的结果。相位差是频率差积分的结果, 只有频率差等于零时才能得到固定的相位差。 锁相回路的组成及其系统传递函数如图8.42所示。设输入信号为Uicos[(ωi+Δωi )t+φi], 其相角增量为θi = Δωi t +φi; 而压控振荡器输出电压为U0cos[ (ω0 + Δω0)t +φ0], 其相角增量为θ0 = Δω0t +φ0。鉴相器的输出是输入相角θi和输出相角θ0之差的函数, 当其相角较小时, 可用线性函数表示, 这时输出电压u1=Kd(θi-θ0)。 雷达原理 * 由于频率是相位的导数, 而误差电压u2直接控制压控振荡器的频率, 故对输出相角θ0来讲, VCO相当一个积分环节。 系统稳定工作后有相位误差θe=θi-θ0而没有频率误差。 因此,将锁相回路用作跟踪滤波器时, 由压控振荡器输出的频率中取出多卜勒频率, 将没有固定的频率误差。但用锁相回路时要求压控振荡器(VCO)的起始装定值更接近输入值, 且目标的运动比较平稳。 雷达原理 * 8.8.2 脉冲雷达测速 1. 多目标测速 和连续波雷达测速不同之处在于, 取样后信号频谱和对应窄带滤波器的频响均是按雷达重复频率fr, 周期地重复出现, 因而将引起测速模糊。为保证不模糊测速, 原则上应满足: 式中,fdmax为目标回波的最大多卜勒频移, 即选择重复频率fr足够大, 才能保证不模糊测速。因此在测速时, 窄带滤波器的数目N通常比用于检测的MTD所需滤波器数目要多。 有时雷达重复频率的选择不能满足不模糊测速的要求, 即由窄带滤波器输出的数据是模糊速度值。 要得到真实的速度值, 就应在数据处理机中有相应的解速度模糊措施。解速度模糊和解距离模糊的原理和方法是相同的。 雷达原理 * 2. 单目标测速——脉冲多卜勒跟踪系统 信号频率和压控振荡器频率经过一次混频就送到窄带滤波器,在实际实现中有困难,不容易消除镜像频率的干扰而造成测速误差。采用二次或者多次混频则可以叫好的解决镜像频率干扰问题。多次混频逐步将频率降低而每次混频钱均滤去镜像频率。 雷达原理 * 和连续波测速时不同, 脉冲雷达测速时将存在速度模糊, 即跟踪回路不是跟在中心谱线而是跟在旁边的谱线上, 压控振荡器输出的频率增量Δf=fd±nfr。因此首先要判断是否有模糊。可以用距离的微分量来作为比较的标准, 这个量作为速度虽然精度不高但却是单值的, 只要其相应于多卜勒频率的测量误差小于(1/2) fr, 即Δfd= (2/λ)·Δvr<(1/2) fr即可。将测距系统送来的微分量和测速回路的输出量加以比较, 求出测速回路的模糊值n, 然后用适当的方式控制测速回路压控振荡器, 强制其频率突变nfr值, 使得压控振荡器频率和信号的中心谱线之差能通过窄带滤波器, 让系统跟踪在信号的中心谱线上, 这样, 把压控振荡器的输出送到多卜勒频率输出设备就可以读出不模糊的速度值。 雷达原理 * * * * * * * 2.电扫描 近年来快速目标、洲际导弹、人造卫星等的出现, 要求雷达采用高增益极窄波束, 因此天线口径面往往做得非常庞大, 再加上常要求波束扫描的速度很高, 用机械办法实现波束扫描无法满足要求,必须采用电扫描。 优点:无机械惯性限制,扫描速度高,波束控制迅速灵便; 缺点:波束宽度展宽,天线增益减小,扫描角度范围有一定限制, 天线系统一般比较复杂。 电扫描方法:相位扫描法、频率扫描法、时间延迟法等。 雷达原理 * 7.3.3 相位扫描法 相位扫描法:通过移相器相移量的方法来改变各阵元的激励相位,从而实现波束的电扫描。 1.基本原理 为由N个阵元组成的一维直线移相器天线阵,阵元间距为d。为简化分析, 先假定每个阵元为无方向性的点辐射源, 所有阵元的馈线输入端为等幅同相馈电,各移相器的相移量分别为0, φ, 2φ, …, (N-1)φ, 即相邻阵元激励电流之间的相位差为φ。 雷达原理 * 2. 栅瓣问题 F(θ)为多瓣状:(πd/λ)×(sinθ-sinθ0)=0, 即θ=θ0时的称为主瓣, 其余称为栅瓣。 雷达原理 * 出现栅瓣将会产生测角多值性,为避免出现栅瓣只要保证 当波长λ取定以后, 只要调整阵元间距d以满足上式, 便不会出现栅瓣 如要在 -90°<θ <+90°范围内扫描时 则d/λ<1/2。 当θ0增大时, 波束宽度也要增大, 故波束扫描范围不宜取得过大, 一般取θ0≤60°或θ0≤45°, 此时分别是d/λ<0.53或d/λ<0.59。为避免出现栅瓣,通常选d/λ≤1/2。 雷达原理 * 7.5 自动测角的原理和方法 天线能自动跟踪目标,同时将目标的坐标数据经传输系统送至数据处理系统。 自动测角需要一个角误差鉴别器,当目标方向偏离天线轴线(出现误差角)时,产生一个误差电压。误差电压的大小正比于误差角,其极性随偏离方向不同而改变。误差电压控制天线向减小误差角的方向运动,使天线轴线对准目标。 等信号法测角,一个角平面需要2个波束: 交替出现(顺序波瓣法):圆锥扫描雷达 同时存在(同时波瓣法):单脉冲雷达 雷达原理 * 7.5.1 圆锥扫描自动测角系统 1. 基本原理 圆锥扫描:针状波束的最大辐射方向O′B偏离等信号轴(天线旋转轴)O′O一个角度δ, 当波束以一定的角速度ωs绕等信号轴O′O旋转时, 波束最大辐射方向O′B就在空间画出一个圆锥。 波束在作圆锥扫描的过程中, 绕着天线旋转轴旋转, 因天线旋转轴方向是等信号轴方向, 故扫描过程中这个方向天线的增益始终不变。当天线对准目标时, 接收机输出的回波信号为一串等幅脉冲。 如果目标偏离等信号轴方向, 则在扫描过程中波束最大值旋转在不同位置时, 目标有时靠近有时远离天线最大辐射方向,这使得接收的回波信号幅度也产生相应的强弱变化。 输出信号近似为正弦波调制的脉冲串, 其调制频率为天线的圆锥扫描频率 调制深度取决于目标偏离等信号轴方向的大 圆锥扫描频率ωs, 调制深度取决于目标偏离等信号轴方向的大小,而调制波的起始相位φ则由目标偏离等信号轴的方向决定。 雷达原理 * 在跟踪状态时,通常误差ε很小而满足εδ, θ角的变化规律为 φ0为OA与x轴的夹角;θ为目标偏离波束最大方向的角度 它决定 φ0为OA与x轴的夹角;θ为目标偏离波束最大方向的角度, 它决定了目标回波信号的强弱。 设收发共用天线, 且其天线波束电压方向性函数为F(θ) 则收到的信号电压振幅为 雷达原理 * 将上式在δ处展开成台劳级数并忽略高次项, 则得到 式中U0=kF (δ), 为天线轴线对准目标时收到的信号电压振幅。 当ε=0, 收到的回波是一串等幅脉冲; 当存在ε时, 收到的回波是振幅受调制的脉冲串,调制频率等于天线锥扫频率ωs, 而调制深度 定义测角率 为单位误差角产生的调制度, 它表征角误差鉴别器的灵敏度。 圆锥扫描雷达中,波束偏角的选择影响甚大。增大δ时该点方向图斜率F′(δ)亦增大,从而使测角率加大, 有利于跟踪性能。 等信号轴线上目标回波功率减小, 波束交叉损失Lk(与波束最大值对准时比较)随δ增大而增加,将降低信噪比而对性能不利。 综合考虑 通常选δ=0.3θ0.5左右较合适, θ0.5为半功率波束宽度。 雷达原理 * 2 圆锥扫描雷达的组成 雷达原理 * 7.5.2 单脉冲自动测角系统 1. 振幅和差式单脉冲雷达 (1) 角误差信号 雷达天线在一个角平面内有两个部分重叠的波束,将这两个波束同时收到的信号进行和、差处理,其中差信号即为该角平面内的角误差信号。 若目标处在天线轴线方向(等信号轴), 误差角ε=0, 则两波束收到的回波信号振幅相同, 差信号等于零。目标偏离等信号轴而有一误差角ε时, 差信号输出振幅与ε成正比而其符号(相位)则由偏离的方向决定。和信号除用作目标检测和距离跟踪外,还用作角误差信号的相位基准。 雷达原理 * (2) 和差比较器与和差波束 和差比较器:从Σ端输入信号时,1、2 端便输出等幅同相信号, Δ端无输出; 从1、2 端输入同相信号 则Δ端输出两者的差信号, Σ端输出和信号。 假定两个波束的方向性函数完全相同, 设为F(θ),两波束接收到的信号电压振幅为E1、E2, 并且到达和差比较器Σ端时保持不变, 两波束相对天线轴线的偏角为δ,则对于θ方向的目标,和信号的振幅为 差信号的振幅为 雷达原理 * 8.1 多卜勒效应及其在雷达中的应用 雷达探测运动目标,如:飞机、导弹、车辆、舰艇…. 杂波:背景所产生的回波 静止杂波源:各种地物、山体、建筑物; 低速杂波源:海浪、金属丝、云雨…. 雷达接收信号中的目标回波通常淹没在强杂波背景中,发现目标十分困难。 区分运动目标和固定杂波的基础是速度上的差别。 因运动速度不同引起的回波信号产生的多普勒频移不同,因此可从频率上区分; MTI、MTD雷达中使用滤波器,滤除固定杂波取出动目标回波; 利用多普勒效应所产生的频移,可达到准确测速的目的。 雷达原理 * 8.1.1 多普勒效应 多普勒效应:发射源和接收者之间有相对径向运动,接收到的信号频率将发生变化。 1. 连续波情况 发射信号可表示为 式中, ω0为发射角频率, φ为初相; A为振幅。 接收到由目标反射的回波信号sr(t)为 式中, tr = 2R/c。(1)固定目标, 则距离R为常数。回波与发射信号之间有固定相位差ω0tr=2πf0·2R/c = (2π/λ) 2R, 它是电磁波往返于雷达与目标之间所产生的相位滞后。 (2)运动目标,则距离R随时间变化。 设目标以匀速相对雷达站运动, 则在时间t时刻, 目标与雷达站间的距离R(t)为 在t时刻接收到的波形sr(t)上的某点, 是在t-tr时刻发射的: 雷达原理 s(t) = A cos(ω0t + φ) R(t) = R0 - vrt * 高频相位差 频率差 fd即为多卜勒频率, 它正比于相对运动的速度而反比于工作波长λ。 当目标飞向雷达站时, 多卜勒频率为正值, 接收信号频率高于发射信号频率, 而当目标背离雷达站飞行时, 多卜勒频率为负值, 接收信号频率低于发射信号频率。 多卜勒频率可以直观地解释为: 振荡源发射的电磁波以恒速c传播, 如果接收者相对于振荡源是不动的, 则他在单位时间内收到的振荡数目与振荡源发出的相同, 即二者频率相等。 如果振荡源与接收者之间有相对接近的运动, 则接收者在单位时间内收到的振荡数目要比他不动时多一些, 也就是接收频率增高;当二者作背向运动时, 结果相反。 雷达原理 * 2. 窄带信号时的多卜勒效应 常用雷达信号为窄带信号(带宽远小于中心频率)。 其发射信号可以表示为 Re表示取实部; u(t)为调制信号的复数包络; ω0为发射角频率。 由目标反射的回波信号sr(t)可以写成 当目标相对雷达站匀速运动时, 近似地认为其延迟时间tr为 高频相位差 φ(t)= -ω0tr= -2π(2/λ)(R0-vrt) 当速度vr为常数时, φ (t)引起的频率差为 称为多卜勒频率, 即回波信号的频率比之发射频率有一个多卜勒频移。 雷达原理 * 8.1.3 盲速和频闪 当雷达处于脉冲工作状态时, 将发生区别于连续工作状态的特殊问题, 即盲速和频闪效应。 所谓盲速, 是指目标虽然有一定的径向速度vr, 但若其回波信号经过相位检波器后, 输出为一串等幅脉冲, 与固定目标的回波相同, 此时的目标运动速度称为盲速。 而频闪效应则是当脉冲工作状态时, 相位检波器输出端回波脉冲串的包络调制频率Fd, 与目标运动的径向速度vr不再保持正比关系。此时如用包络调制频率测速时将产生测速模糊。 产生盲速和频闪效应的基本原因在于, 脉冲工作状态是对连续发射的取样, 取样后的波形和频谱均将发生变化, 雷达原理 * 当雷达信号为窄带信号时, 运动目标的雷达回波sr(t)为 式中,tr为复包络迟延, 而fd为高频的多卜勒频移。当雷达处于脉冲工作状态时, 简单脉冲波形时的复调制函数u(t)可写成 式中, rect表示矩形函数; τ为脉冲宽度; Tr为脉冲重复周期。 u(t)的频谱U(f)是一串间隔fr = 1/Tr的谱线, 谱线的包络取决于脉冲宽度τ的值。运动目标的回波信号是u(t-tr)和具有多卜勒频移的连续振荡相乘, 因而其频谱是两者的卷积 相当于把U(f)的频谱中心分别搬移到f0+fd和-(f0+fd)的位置上。 相位检波器的输入端加有频率为f0的相参电压和回波信号电压, 在其输出端得到两个电压的差频, 其谱线的位置在nfr±fd处, n=0, ±1, ±2, …, 谱线的包络与U(f)相同。 雷达原理 sr(t) =Re{ku(t-tr)exp[j(ω0+ωd)(t-t0)]} * 雷达原理 * 产生“盲速”的原因: 固定目标时,fd=0, 其回波的频谱结构与发射信号相同, 是由f0和f0±nfr的谱线所组成。对于运动目标回波, 谱线中心移动fd, 故其频谱由f0+fd、f0+fd±nfr的谱线组成, 经过相位检波器后, 得到fd及nfr±fd的差频, 其波形为多卜勒频率fd调幅的一串脉冲。当fd=nfr时, 运动目标回波的谱线由nfr所组成, 频谱结构与固定目标回波的相同, 这时无法区分运动目标与固定目标。 产生“频闪”的原因: 当多卜勒频率fd超过重复频率fr的一半时, 频率nfr的上边频分量nfr+fd与频率(n+1)fr的下边频分量(n+1)fr-fd在谱线排列的前后位置上交叉。 两个不同的多卜勒频率fd1和fd2, 只要满足fd1=nfr-fd2, 则二者的谱线位置相同而无法区分。同样, 当fd1=nfr+fd2时, 二者的频谱结构相同也是显而易见的。因此, 在相参脉冲雷达中, 如果要用相位检波器输出脉冲的包络频率来单值地测定目标的速度, 必须满足的条件是 雷达原理 * 相邻周期运动目标的回波和基准电压之间相位差的变化量为Δφ=ωdTr, 根据Δφ的变化规律即可得到一串振幅变化的视频脉冲。当Δφ=2π时, 虽然目标是运动的, 但相邻周期回波与基准电压间的相对位置不变, 其效果正如目标是不运动的一样, 这就是盲速。可求得盲速与雷达参数的关系。 当Δφ=2nπ, 即 时, 会产生盲速, 这时 因 fd = 2vr/λ, 所以盲速 盲速的出现是因为取样系统的观察是间断而不是连续的。 在连续系统中, 多卜勒频率总是正比于目标运动的速度而没有模糊。 但在脉冲工作时, 相位检波器输出端的回波脉冲包络频率只在多卜勒频率较脉冲重复频率低时(fd<1/2fr)才能代表目标的多卜勒频率。 雷达原理 Δφ =ωdTr =2nπ n=1, 2, 3, … fdTr = n 或 fd = nfr * 雷达原理 * 盲速: 即在重复周期内, 目标走过的距离正好是发射高频振荡半波长的整数倍, 由此引起的高频相位差正好是2π的整数倍。 频闪效应:当相邻重复周期回波信号的相位差Δφ=2nπ-θ时, 在相位检波器输出端的结果与Δφ=θ时是相同的, 差别仅为矢量的视在旋转方向相反, 因此上述二种情况下, 脉冲信号的包络调制频率相同。 相位差Δφ=2nπ+θ时, 其相位检波器输入端合成矢量与Δφ=θ完全一样, 因而其输出脉冲串的调制频率亦相同。 当θ=0时表现为盲速现象,一般情况下θ≠0, 表现为频闪现象, 这时相位检波器输出脉冲包络调制频率与回波信号的多卜勒频率不相等。 雷达原理 * 包络调制频率随着多卜勒频率的增加按雷达工作的重复频率周期性地变化。包络调制频率的最大值产生在Δφ=2nπ-π时, 相应的多卜勒频率为nfr-(1/2)fr, 而这时的包络调制频率Fd=fr/2 。只有当fd<fr/2时, 包络调制频率和多卜勒频率才相等。图8.5(c)中画出了脉冲包络调制频率Fd变化规律曲线, 它随着多卜勒频率的增加而周期性变化, 这就是频闪效应。当fd=nfr时, 包络调制频率Fd=0, 这就是盲速。 雷达原理 * 8.2 动目标显示雷达的工作原理及主要组成 8.2.1 基本工作原理 根据运动目标回波和杂波在频谱上的差别来区分它们: 固定目标:等幅脉冲串,脉间相位差为0; 运动目标:fd调制的调幅脉冲串,脉间相位差为2πfdTr 从相位检波器输出的视频脉冲, 有固定目标的等幅脉冲串和运动目标的调幅脉冲串。通常在送到终端(显示器或数据处理系统)去之前要将固定杂波消去, 故要采用相消设备或杂波滤波器, 滤去杂波干扰而保存运动目标信息。 相邻脉冲相减可滤除固定杂波,保留运动目标。 滤除固定杂波后,原来被强杂波背景淹没的运动目标回波信号将在终端显示器上显示出来,故称为动目标显示。 脉冲雷达基准电压(相参电压)和发射信号频率相参并保存发射信号的初相。工程上,基准电压常选在中频。 雷达原理 * 8.2.2消除固定目标回波 将相邻重复周期的信号相减,使固定目标回波由于振幅不变而抵消,运动目标回波想减后剩下相邻重复周期振幅变化的部分输出。 1. 相消设备特性 由相位检波器输出的脉冲包络为 式中,φ为回波与基准电压之间的相位差, 回波信号按重复周期Tr出现, 将回波信号延迟一周期后, 其包络为 相消器的输出为两者相减 雷达原理 u = U0cosφ u′=U0 cos[ωd(t-Tr)-φ0] * 输出包络为一多卜勒频率的正弦信号, 其振幅为 也是多卜勒频率的函数。当ωdTr/2 = nπ(n=1, 2, 3…)时, 输出振幅为零。这时的目标速度正相当于盲速。此时,运动目标回波在相位检波器的输出端与固定目标回波相同, 因而经相消设备后输出为零。 雷达原理 * 从频率域滤波器的观点来说明, 而且为了得到更好的杂波抑制性能, 常从频率域设计较好的滤波器来达到。 相消设备的频率响应特性,输出为 网络的频率响应特性为 频率响应特性如图8.10(c)所示。 相消设备等效于一个梳齿形滤波器, 其频率特性在f=nfr各点均为零。固定目标频谱的特点是, 谱线位于nfr点上, 因而在理想情况下, 通过相消器这样的梳齿滤波器后输出为零。当目标的多卜勒频率为重复频率整数倍时, 其频谱结构也有相同的特点, 故通过上述梳状滤波器后无输出。 2. 数字式相消器 用数字迟延线代替模拟迟延线是数字动目标显示(DMTI)的基本点。采用数字式对消器具有许多优点: 它稳定可靠, 平时不需要调整, 便于维护使用, 且体积小、重量轻。此外, 数字式对消器还具有一些特点: ①容易得到长的延时, 因而便于实现多脉冲对消, 以改善滤波器频率特性; ②容易实现重复周期的参差跳变, 以消除盲速并改善速度响应特性; ③容易和其它数字式信号处理设备(如数字式信号积累器等)配合, 以提高雷达性能; ④动态范围可做得较大。总之, 它可以实现更为完善和灵活的信号处理功能。 雷达原理 * 作为模拟和数字信号的接口, 首先要把从相位检波器输出的模拟信号变为数字信号。 模拟信号变为数字信号要经过时间取样和幅度分层两步。以时钟脉冲控制取样保持电路对输入相参视频信号取样, 被时间量化的取样保持信号送到模数转换电路(A/D变换器)进行幅度分层, 转为数字信号输出。数字信号的迟延可用存储器完成, 将数字信号按取样顺序写入存储器内, 当下一个重复周期的数字信号到来时, 由存储器中读出同一距离单元的信号进行相减运算, 在输出端得到跨周期相消的数字信号。这个数字信号可以很方便地用来作其它数字处理(例如积累、恒虚警等), 如果需要模拟信号作显示, 则可将数字信号经过数模转换器, 变为模拟信号输出。 雷达原理 * 8.2.3 获得相参振荡电压的方法 1. 中频全相参(干)动目标显示(发射机:主振放大式) 雷达原理 * 当雷达发射机采用主振放大器时, 每次发射脉冲的初相由连续振荡的主振源控制, 发射信号是全相参的, 即发射高频脉冲、 本振电压、相参电压之间均有确定的相位关系。相位检波通常是在中频上进行的, 因为在超外差接收机中, 信号的放大主要依靠中频放大器。在中频进行相位检波, 仍能保持和高频相位检波相同的相位关系。 主振源连续振荡的信号为U0cos(ω0t+φ0′), 它控制发射信号的频率和相位。中频相参振荡器的输出为Uc cos(ωct+φc)。本振信号取主振源连续振荡信号和相参源的和频, 即 回波信号为Urcos[ω0(t-tr)+φ0′], 对于固定目标, tr为常数。而对于运动目标,tr在每个重复周期均发生变化。 回波信号与本振混频后取出中频信号Urcos[ωct+φc+ω0tr],中频信号在相位检波器中与相参电压Uccos[ωct+φc]比相,其相位差为: 对于运动目标的回波, 二者相位差按多卜勒频率变化。 ?  雷达原理 * 2.锁相相参动目标显示(自激振荡式) 雷达原理 * 6.1.4 判距离模糊的方法 1. 多种重复频率判模糊 设重复频率分别为fr1和fr2, 它们都不能满足不模糊测距的要求。fr1和fr2具有公约频率fr N和a为正整数, 常选a=1, 使N和N+a为互质数。fr的选择应保证不模糊测距。 雷达以fr1和fr2的重复频率交替发射脉冲信号。通过记忆重合装置, 将不同的fr发射信号进行重合, 重合后的输出是重复频率fr的脉冲串。同样也可得到重合后的接收脉冲串, 二者之间的时延代表目标的线测距时的模糊数。当a=1时, n1和n2的关系可能有两种, 即n1=n2或n1=n2+1: * * 中国余数定理(孙子点兵定理)解模糊法 例:设m1=7,m2=8,m3=9;A1=3,A2=5,A3=7;Ai分别为三种重复频率测量时的模糊距离,mi为三个重复频率的比值。 m1m2m3=504 B3=5,5*7*8=280 mod 9≡1,C3=280 B2=7,7*7*8=441 mod 8≡1,C2=441 B1=4,4*8*9=288 mod 7≡1,C1=288 C1A1+C2A2+C3A3=5029 则目标真实距离的单元数为:RC=5029 mod 504=493 目标真实距离为:R=RCCt/2=246.5Ct t为距离门宽度 * 2. “舍脉冲”法判模糊 当发射高重复频率的脉冲信号而产生测距模糊时, 可采用“舍脉冲”法来判断m值。 舍脉冲:在发射M个脉冲中舍弃一个, 作为发射脉冲串的附加标志。如发射脉冲从A1到AM, 其中A2不发射。与发射脉冲相对应, 接收到的回波脉冲串同样是每M个回波脉冲中缺少一个。只要从A2以后, 逐个累计发射脉冲数, 直到某一发射脉冲(图中是AM-2)后没有回波脉冲(图中缺B2)时停止计数, 则累计的数值就是回波跨越的重复周期数m。 * 采用“舍脉冲”法判模糊时, 每组脉冲数M应满足以下关系: 式中,mmax是雷达需测量的最远目标所对应的跨周期数;tR′ 的值在0~Tr之间。这就是说, MTr之值应保证全部距离上不模糊测距。而M和mmax之间的关系则为 M>mmax+1 * 6.2 调 频 法 测 距 6.2.1 调频连续波测距(三角波、正弦波) 发射机产生连续高频等幅波, 其频率在时间上按三角形规律或按正弦规律变化, 目标回波和发射机直接耦合过来的信号加到接收机混频器内。在无线电波传播到目标并返回天线的这段时间内, 发射机频率相比回波频率已有了变化, 因此在混频器输出端便出现了差频电压(差拍频率或差频)。 由于差频与目标距离有关, 因而频率计上的刻度可以直接采用距离长度作为单位。 调频连续波雷达多用于单目标测量的情况。 * (1)三角波调制 发射频率按周期性三角形波的规律变化。 图中ft是发射机的高频发射频率, 其平均频率是ft0, ft0变化的周期为Tm 。fr为从目标反射回来的回波频率, 它和发射频率的变化规律相同, 但在时间上滞后tR, tR=2R/c。发射频率调制的最大频偏为±Δf, fb为发射和接收信号间的差拍频率, 差频的平均值用fbav表示。 * ①静止目标 发射频率ft: 回波的频率fr: 差频fb为 对于一定距离R的目标回波, 除去在t轴上很小一部分2R/c以外(这里差拍频率急剧地下降至零), 其它时间差频是不变的,则一个周期内的平均差频值fbav为 可得出目标距离R为 fm=1/Tm,为调制频率。 * ②运动目标 发射频率ft: 回波频率fr: 当fd<fbav时, 得出的差频为 (前半周正向调频范围) (后半周负向调频范围) fd=(fb-—fb+)/2 v=λ/4 (fb-—fb+) * (2)正弦波调频 用正弦波对连续载频进行调频时, 发射信号可表示为 发射频率ft 接收频率fr 差频: * 调频连续波雷达的优点是: (1) 能测量很近的距离, 一般可测到数米, 而且有较高的测量精度。 (2) 雷达线路简单, 且可做到体积小、 重量轻, 应用于飞机高度表及微波引信等场合。主要缺点是: (1) 难于同时测量多个目标。如欲测量多个目标, 必须采用大量滤波器和频率计数器等, 使装置复杂,从而限制其应用范围。 (2) 收发间的完善隔离是所有连续波雷达的难题。发射机泄漏功率将阻塞接收机, 因而限制了发射功率的大小。发射机噪声的泄漏会直接影响接收机的灵敏度。 * 6.2.2 脉冲调频测距 脉冲法测距时由于重复频率高会产生测距模糊, 为了判别模糊, 必须对周期发射的脉冲信号加上某些可识别的“标志”, 调频脉冲串也是可用的一种方法。 脉冲调频时的发射信号频率共分为A、B、C三段, 分别采用正斜率调频、负斜率调频和发射恒定频率。由于调频周期T远大于雷达重复周期Tr, 故在每一个调频段中均包含多个脉冲。回波信号频率相对于发射信号有一个固定延迟td, 即将发射信号的调频曲线向右平移td即可。当回波信号还有多卜勒频移时, 其回波频率即将虚线向上平移fd得到。 * 而A、B、C各段收发信号间的差频分别为 * * 7.1 概述 测角内容:目标方位角、俯仰角 测角的物理基础:是电波在均匀介质中传播的直线性和雷达天线的方向性。 由于电波沿直线传播, 目标散射或反射电波波前到达的方向, 即为目标所在方向。 天线的方向性可用它的方向性函数或根据方向性函数画出的方向图表示。 天线方向图技术指标:半功率波束宽度θ0.5和副瓣电平。 θ0.5的值表征了角度分辨能力并直接影响测角精度, 副瓣电平则主要影响雷达的抗干扰性能。 测角的性能参数:测角范围、测角速度、测角准确度或精度、角度分辨力 测角的方法:振幅法、相位法 雷达原理 * 7.2 测角方法及其比较 7.2.1 相位法测角 1. 基本原理 :利用多个天线回波信号间的相位差进行测角。 远场目标,目标反射电磁波近视为平面波。 设两天线间距为d, 故它们所收到的信号由于存在波程差ΔR,而产生一相位差φ: 其中λ为雷达波长。测出其相位差φ, 就可以确定目标方向θ。 雷达原理 * 在较低频率上容易实现比相, 故通常将两天线收到的高频信号经与同一本振信号差频后, 在中频进行比相。接收信号经过混频、放大后再加到相位比较器中进行比相。其中自动增益控制电路用来保证中频信号幅度稳定, 以免幅度变化引起测角误差。 雷达原理 * 雷达原理 * 相位比较器:根据两个信号间相位差的不同,其合成电压振幅将改变,因此将相位变化转变为不同的检波输出电压。 当相位差为φ的两高频信号加到相位检波器之前,其中之一要预先移相90°,因此相位检波器两输入信号为: u1=U1cos (ωt - φ) u2=U2cos (ωt - 90°) U1、U2为u1、u2的振幅, 通常应保持为常数。现在u1在相位上超前u2的数值为(90-φ)。 (1)当选取U2U1时, 故相位检波器输出电压为 Kd为检波系数,Uo≈KdU1φ, 输出电压Uo与φ近似为线性关系,单值测量范围是-π/2~π/2。 雷达原理 * (2)当选取1/2U1=U2时, 则输出 φ与Uo有良好的线性关系, 但单值测量范围仍为-π/2~π/2 雷达原理 * 2.测角误差与多值性问题 采用读数精度高(dφ小)的相位计, 或减小λ/d值(增大d/λ值), 均可提高测角精度,但φ可能会超过 ,引起测相模糊。 解模糊的方法:三天线测角法 原理:间距大的天线用来得到高精度测量, 而间距小的天线用来解决多值性。 雷达原理 * 设目标在θ方向。天线, 天线, 使天线 收到的信号之间的相位差在测角范围内均满足: 选择较大的d13, 则天线 收到的信号的相位差为 φ13由相位计2读出, 但实际读数是小于2π的ψ 雷达原理 * 雷达原理 * 7.2.2 振幅法测角 原理:用天线收到的回波信号幅度值来测角,幅值变化规律取决于天线方向图和天线扫描方式。 方法:最大信号法和等信号法 1. 最大信号法 原理:用天线方向图最大值方向测角; 优点:简单、回波最强,信噪比大,作用距离较大; 缺点:精度低,不能判别目标偏离波束轴线的方向,不能自动测角。 雷达原理 * 2. 等信号法 原理:利用2个相同且部分重叠的波束,当目标位于两波束交叠轴处时,两波束收到回波信号相等,交叠轴方向即为目标方向。 实现方法(1)比幅法:根据两信号幅度比值的大小判断目标偏离的角度 (2)和差法:根据两信号和差波束之比判断目标偏离的角度 雷达原理 * 优点(1)测角精度比最大信号法高, 精度约为波束半功率宽度的2%, 比最大信号法高约一个量级。 (2)根据两个波束收到的信号强弱可判别目标偏离等信号轴的方向, 便于自动测角。 缺点:(1)测角系统较复杂; (2)等信号轴方向不是方向图的最大值方向, 故在发射功率相同的条件下, 作用距离比最大信号法小些。若两波束交点选择在最大值的0.7~0.8 处, 则对收发共用天线的雷达,作用距离比最大信号法减小约20%~30%。 雷达原理 * 7.3 天线波束的扫描方法 雷达波束通常以一定的方式依次照射给定空域,以进行目标探测和目标坐标测量。 7.3.1 波束形状和扫描方法 常用波束形状:扇形波束、针状波束 天线波束形状一般用水平和垂直面内波束宽度表示。 波束扫描:雷达波束以一定的规律在探测空域内运动,用以搜索、定位和跟踪目标。 常用扫描方式:圆周扫描,圆锥扫描,扇形扫描,锯齿扫描,螺旋扫描 实现扫描方法:机械扫描、电扫描 雷达原理 * 1.扇形波束 扇形波束的水平面和垂直面内的波束宽度有较大差别, 扫描方式是圆周扫描和扇扫。 圆周扫描时, 波束在水平面内作360°圆周运动, 可观察雷达周围目标并测定其距离和方位角坐标。所用波束通常在水平面内很窄, 故方位角有较高的测角精度和分辨力。垂直面内很宽, 以保证同时监视较大的仰角空域。 地面搜索型雷达垂直面内的波束形状通常做成余割平方形, 这样功率利用比较合理,使同一高度不同距离目标的回波强度基本相同。 测高雷达, 采用波束宽度在垂直面内很窄而水平面内很宽的扇形波束, 故仰角有较高的测角精度和分辨力。雷达工作时, 波束可在水平面内作缓慢圆周运动, 同时在一定的仰角范围内做快速扇扫。 地面雷达 机载雷达 雷达原理 * 雷达原理 * 2、针状波束 针状态束的水平面和垂直面波束宽度都很窄。采用针状波束可同时测量目标的距离、方位和仰角, 且方位和仰角两者的分辨力和测角精度都较高。主要缺点是因波束窄, 扫完一定空域所需的时间较长, 即雷达的搜索能力较差。 图(a)为螺旋扫描, 在方位上圆周快扫描, 同时仰角上缓慢上升, 到顶点后迅速降到起点并重新开始扫描; 图(b)为分行扫描, 方位上快扫, 仰角上慢扫; 图(c)为锯齿扫描, 仰角上快扫而方位上缓慢移动。 雷达原理 * 7.3.2 天线.机械性扫描 利用整个天线系统或其某一部分的机械运动来实现波束扫描的称为机械性扫描。如环视雷达、跟踪雷达,通常采用整个天线系统转动的方法。 机扫方式: 馈源不动,反射体相对馈源往复运动实现波束扇扫; 反射体不动,馈源左右摆动实现波束扇扫。 优点:简单 缺点:机械运动惯性大,扫描速度不高。 雷达原理 * 单基地脉冲雷达通常收发共用天线, 即Gt=Gr=G, At=Ar, 将此关系式代入可得常用结果: 接收的回波功率Pr反比于距离R的四次方, 因为一次雷达中, 反射功率经过往返双倍的距离路程, 能量衰减很大。 为可靠地发现目标,接收到的功率Pr必须≥最小可检测信号功率Si min,, 当Pr﹦Si min时, 就可得到雷达检测该目标的最大作用距离Rmax。 * 雷达方程常用来作为一个估算的公式,因未考虑设备的实际损耗和环境因素, 而且方程中还有两个不可能准确预定的量: 目标有效反射面积σ和最小可检测信号Si min,。 由于噪声、其它干扰和复杂目标的回波信号本身,接收机输出的是随机量。雷达作用距离也不是一个确定值而是统计值, 对于某雷达来讲, 不能简单地说它的作用距离是多少, 通常只在概率意义上讲, 当虚警概率(例如10-6)和发现概率(例如90%)给定时的作用距离是多大。 * 5.1.2 目标的雷达截面积 (RCS) 描述目标的后向散射特性, 定义“点”目标的雷达截面积σ : P2=S1σ P2为目标散射的总功率, S1为照射的功率密度。 由于二次散射, 因而在雷达接收点处单位立体角内的散射功率PΔ 因此,又可定义雷达截面积σ为 σ定义为, 在远场条件(平面波照射的条件)下, 目标处每单位入射功率密度在接收机处每单位立体角内产生的反射功率乘以4π。 * 考虑一个具有良好导电性能的各向同性的球体截面积。 设目标处入射功率密度为S1, 球目标的几何投影面积为A1, 则目标所截获的功率为S1A1。 由于该球是导电良好且各向同性的, 因而它将截获的功率S1A1全部均匀地辐射到4π立体角内, 定义 导电性能良好各向同性的球体, 它的截面积σi等于该球体的几何投影面积。这就是说, 任何一个反射体的截面积都可以想像成一个具有各向同性的等效球体的截面积。 等效:该球体在接收机方向每单位立体角所产生的功率与实际目标散射体所产生的相同,从而将雷达截面积理解成为一个等效的无耗各向均匀反射体的截获面积。(投影面积) * 5.2 最小可检测信号 噪声是限制微弱信号检测的基本因素,雷达检测能力取决于接收机输出信号噪声比。 5.2.1 最小可检测信噪比 典型的雷达接收机和信号处理框图。检波器以前(中频放大器输出)的部分视为线性的, * 接收机的噪声系数Fn定义为 输入信号功率Si的表示式 根据雷达检测目标质量的要求,可确定所需要的最小输出信噪比(S/N)o min(识别系数), 这时就得到最小可检测信号Si min为 * 对于现代雷达多采用复杂的信号波形, 波形所包含的信号能量Er往往是接收信号可检测性的一个更合适的度量。 矩形脉冲信号宽度为τ、信号功率为S, 则接收信号能量Er=Sτ, 噪声功率N和噪声功率谱密度No之间的关系为N=NoBn。Bn为接收机噪声带宽,一般情况下Bn≈1/τ。信号噪声功率比的表达式如下: 早期雷达的(S/N)o min为识别系数或可见度因子M: 多数现代雷达则采用建立在统计检测理论基础上的统计判决方法来实现信号检测, 在这种情况下, 检测目标信号所需的最小输出信噪比称之为检测因子: * 检测因子Do是在接收机匹配滤波器输出端(检波器输入端)测量的信号噪声功率比值, 检测因子Do就是满足所需检测性能(以检测概率Pd和虚警概率Pfa表征)时, 在检波器输入端单个脉冲所需要达到的最小信号噪声功率比值。 用(S/N)o min表示的距离方程: 用信号能量Et代替脉冲功率Pt( Et = Pt τ= Pt /Bn), 用检测因子Do代替 (S/N)o min 带宽校正因子CB≥1, 它表示接收机带宽失配所带来的信噪比损失, 匹配时CB=1。L表示雷达各部分损耗引入的损失系数。 * 用检测因子Do和能量Et表示的雷达方程的优点: 当雷达在检测目标之前有多个脉冲可以积累时, 由于积累可改善信噪比, 故此时检波器输入端的Do(n)值将下降。 脉冲积累数越多,雷达作用距离越远。 适用于各种复杂脉压信号的情况。 * 5.2.2 门限检测 雷达检测微弱信号的能力受到与信号能力谱占有相同频带的噪声能量所限制,噪声的起伏特性,使判断信号是否出现为一个统计问题,须按某种统计检测标准判决。 奈曼-皮尔逊准则: 给定信噪比(SNR)条件下,满足一定虚警概率(Pfa)时的发现概率(Pd)最大。 门限检测:检测器输入信号若超过某一预设的门限,则认为有目标,否则认为无目标 * 门限检测是一种统计检测, 由于信号叠加有噪声, 所以总输出是一个随机量。在输出端根据输出振幅是否超过门限来判断有无目标存在, 可能出现以下四种情况:  (1)发现概率Pd:存在目标时, 判为有目标的概率;  (2)漏报概率Pla:存在目标时, 判为无目标的概率; (错误概率) (3)正确不发现概率Pan:不存在目标时判为无目标的概率;  (4)虚警概率Pfa:不存在目标时判为有目标的概率; (错误概率) 降低门限, 虚警概率( Pfa )会提高;提高门限, 漏报概率(Pla)会提高;需折中考虑 恒虚警(CFAR)检测:电子门限自动调整门限电平以达到虚警率恒定; 雷达信号检测性能可由Pd和Pfa进行描述,并由此估算最小可检测信号Si min及雷达作用距离 Pd+Pla=1, Pan+Pfa=1 * 5.2.3 检测性能和信噪比 (1) 虚警概率Pfa 通常加到接收机中频滤波器上的噪声是0均值高斯噪声, 其概率密度函数: 高斯噪声通过窄带中频滤波器(其带宽远小于其中心频率)后加到包络检波器, 包络检波器输出端噪声电压振幅包络为瑞利分布,其概率密度函数为: 设置门限电平UT, 噪声包络电压超过 门限电平的概率就是虚警概率Pfa: * 虚假回波(噪声超过门限)之间的平均时间间隔定义为虚警时间Tfa TK为噪声包络电压超过门限UT的时间间隔, 虚警概率Pfa是指仅有噪声存在时, 噪声包络电压超过门限UT的概率, 也可以近似用噪声包络实际超过门限的总时间与观察时间之比来求得: * 噪声脉冲的平均宽度(tK) : tK≈1/B ≈ 1/BIF(包络检波情况下, 带宽B为中频带宽BIF) 还可用虚警总数nf来表征虚警的大小,表示在平均虚警时间内所有可能出现的虚警总数 τ等效为噪声的平均宽度,虚警总数就是虚警概率的倒数。 (2) 发现概率Pd 振幅为A的正弦信号同0均值高斯噪声一起输入到中频滤波器的情况,输出为广义瑞利分布(莱斯分布),其概率密度函数为: I0(z)是宗量为z的零阶修正贝塞尔函数, r为信号加噪声的包络, A为正弦信号的振幅 * 信号被发现的概率就是r超过预定门限UT的概率, 因此发现概率Pd: 发现概率Pd表示为信噪比D0, D0 =[ (S/N)1=1/2(A/σ)2]的函数, 而以虚警概率Pfa=exp(-UT2/2σ2)]为参变量。 * * 例:设要求虚警时间为15 min, 中频带宽为1MHz, 可算出虚警概率为1.11×10-9,( Pfa =1/ TfaB ),从图中可查得, 对于50%的发现概率所需要的最小信噪比为13.1 dB, 对于90%的发现概率所需要的最小信噪比为14.7 dB, 对于99.9%的发现概率所需要的最小信噪比为16.5 dB。 虚警概率一定时,信噪比越大,发现概率越大;信噪比一定是,虚警概率越小,发现概率越小,虚警概率越大,发现概率越大。 由系统要求的Pfa和Pd,可查得最小可检测信噪比(或检测因子)。 检测目标的同时要保证不超过给定的虚警率,需提高SNR来达到发现概率。 SNR对发现概率影响较大。 当发现概率很高时,SNR对虚警概率的依赖关系不大。 * 5.3 脉冲积累对检测性能的改善 5.3.1 积累的效果 多个脉冲积累后可有效提高信噪比,改善雷达检测能力。 相参积累(检波前积累或中频积累):在中频积累时,信号间有严格的相位关系。零中频信号可保留相位信息,可实现相参积累,是当前常用的相参积累方法。 理想情况下,M个等幅相参中频脉冲信号相参积累可使SNR提高M倍,或检测因子D0降低1/M倍: 相邻周期中频回波信号按严格的相位关系同相相加,积累后电压提高M倍,功率提高M2倍;噪声的随机性,积累效果是平均功率相加使总功率提高M倍,因此SNR提高M倍。 * 非相参积累(检波后积累或视频积累): 由于包络检波的非线性作用,输出将受信号与噪声互相作用项的影响。 非相参积累失去相位信息,SNR的改善在M1/2~M之间。 优点:工程实现比较简单,对收发系统相参性要求低,对快起伏目标检测效果好 非相参积累后的检测因子D0可查表获得,其性能用积累效率表征: * 5.3.2 积累脉冲数的确定 当雷达天线机械扫描时, 可积累的脉冲数(收到的回波脉冲数)取决于天线波束的扫描速度以及扫描平面上天线波束的宽度。 可以用下面公式计算方位扫描雷达半功率波束宽度内接收到的脉冲数N: θα,0.5为半功率天线方位波束宽度(°); Ωα为天线方位扫描速度[(°)/s]; ωm为天线方位扫描速度[r/min]; fr雷达的脉冲重复频率[Hz];θe目标仰角(°) 适用于“有效”方位波束宽度θα,0.5/cosθe小于90°的范围, 且波束最大值方向的倾斜角大体上等于θe 电扫雷达积累脉冲数与波束宽度无关。 * 第六章 目标距离的测量 6.1 脉冲法测距 6.2 调频法测距 * 第六章 目标距离的测量 测量目标的距离是雷达的基本任务之一。无线电波在均匀介质中以固定的速度直线传播(在自由空间传播速度约等于光速c=3×105 km/s)。目标至雷达站的距离(即斜距)R可以通过测量电波往返一次所需的时间tR得到, tR也就是回波相对于发射信号的延迟。 常用的测距方法: 脉冲延时法:直接法,应用最广; 调频连续波法:间接法,简单。 其它:脉冲调频波法、相位法等。 R=0.15 tR * 6.1 脉 冲 法 测 距 6.1.1 基本原理 简单模拟雷达:直接在显示器上测读延迟时间; 现代模拟雷达:脉冲中心估计,距离门选通; 现代数字雷达:距离门采样。 简单模拟雷达原理: 主波:由收发开关泄漏过来的发射能量,通过接收机并在显示器上显示出来; 回波:发射能量通过天线辐射到空间,遇到目标后反射回来,被天线接收后送至接收机处理,最后在显示器上显示。 在荧光屏上目标回波出现的时刻滞后于主波, 滞后的时间就是tR。 * 回波中心原理: 有两种定义回波到达时间tR的方法:以目标回波脉冲的前沿作为到达时刻; 以回波脉冲的中心(或最大值)作为到达时刻。 实际的回波信号不是矩形脉冲而近似为钟形, 此时可将回波信号与一比较电平相比较, 把回波信号穿越比较电平的时刻作为其前沿。用脉冲前沿作为到达时刻的缺点是容易受回波大小及噪声的影响, 比较电平不稳也会引起误差。 用脉冲中心为到达时刻可得较高的测距和跟踪性能。 * 距离门测距原理: 距离门:测读回波脉冲延时的距离增量(单元); 模拟雷达:按照时间顺序开闭一组高速电子开关,每个开关开启时间为一距离门,观察回波脉冲通过哪个或哪两个距离门来测距的过程称为距离选通; 数字雷达:采样间隔为一距离门,采样点间隔对应的距离的大小,通过数字采样把距离离散化; * 6.1.2 影响测距精度的因素 雷达在测量目标距离时会产生误差, 测距精度是雷达站的主要参数之一。 对测距公式求全微分, 得到 用增量代替微分, 可得到测距误差为 Δc为电波传播速度平均值的误差; ΔtR为测量目标回波延迟时间的误差。 测距误差由电波传播速度c的变化Δc以及测时误差ΔtR两部分组成。 * 误差按其性质可分为系统误差和随机误差两类。 系统误差是指在测距时, 系统各部分对信号的固定延时所造成的误差, 系统误差以多次测量的平均值与被测距离真实值之差来表示。从理论上讲, 系统误差在校准雷达时可以补偿掉, 实际工作中很难完善地补偿 , 因此在雷达的技术参数中, 常给出允许的系统误差范围。 随机误差系指因某种偶然因素引起的测量误差。凡属设备本身工作不稳定性造成的随机误差称为设备误差, 如接收时间滞后的不稳定性、各部分回路参数偶然变化、 晶体振荡器频率不稳定以及读数误差等。凡属系统以外的各种偶然因素引起的误差称为外界误差, 如电波传播速度的偶然变化、电波在大气中传播时产生折射以及目标反射中心的随机变化等。随机误差一般不能补偿掉, 因为它在多次测量中所得的距离值不是固定的而是随机的。因此, 随机误差是衡量测距精度的主要指标。 * (1). 电波传播速度变化产生的误差 如果大气是均匀的, 则电磁波在大气中的传播是等速直线, c值可认为是常数。但实际上大气层的分布是不均匀的且其参数随时间、地点而变化。大气密度、湿度、温度等参数的随机变化, 导致大气传播介质的导磁系数和介电常数也发生相应的改变, 因而电波传播速度c不是常量而是一个随机变量。 由于电波传播速度的随机误差而引起的相对测距误差为 在昼夜间大气中温度、气压及湿度的起伏变化所引起的传播速度变化为Δc/c≈10-5, R=60 km时, ΔR=60×103×10-5=0.6m的数量级,对常规雷达来讲可以忽略。 电波在大气中的平均传播速度和光速亦稍有差别, 且随工作波长λ而异, 因而在测距公式中的c值亦应根据实际情况校准, 否则会引起系统误差 * 2. 因大气折射引起的误差 当电波在大气中传播时, 由于大气介质分布不均匀将造成电波折射, 电波传播的路径不是直线而是走过一个弯曲的轨迹。在正折射时电波传播途径为一向下弯曲的弧线。 虽然目标的线, 但因电波传播不是直线而是弯曲弧线, 故所测得的回波延迟时间tR=2R/c,这就产生一个测距误差(同时还有测仰角的误差Δβ): ΔR的大小和大气层对电波的折射率有直接关系。当目标距离越远、高度越高时, 由折射所引起的测距误差ΔR也越大。例如在一般大气条件下, 当目标距离为100km, 仰角为0.1rad时, 距离误差为16 m的量级。 * 6.1.3 距离分辨力和测距范围 (一)距离分辨力是指同一方向上两个大小相等点目标之间最小可区分距离。 (1)在显示器上测距时, 分辨力主要取决于回波的脉冲宽度τ, 同时也和光点直径d所代表的距离有关。两个点目标回波的矩形脉冲之间间隔为τ+d/υn, 其中υn为扫掠速度, 这是距离可分的临界情况, 这时定义距离分辨力Δrc为 式中, d为光点直径; υn为光点扫掠速度(cm/μs)。 * (2)电子方法测距或自动测距时, 距离分辨力由脉冲宽度τ或波门宽度τe决定, 脉冲越窄, 距离分辨力越好。 (3)对于复杂的脉冲压缩信号, 决定距离分辨力的是雷达信号的有效(相关)带宽B, 有效带宽越宽, 距离分辨力越好。 距离分辨力Δrc可表示为 (二)测距范围包括最小可测距离和最大单值测距范围。 所谓最小可测距离, 是指雷达能测量的最近目标的距离。 最小可测距离由发射脉冲宽度和收发开关转换时间决定: 最大单值测距范围由其脉冲重复周期Tr决定。为保证单值测距, 通常应选取 : 雷达重复频率的选择不能满足单值测距的要求, 如在脉冲多卜勒雷达或远程雷达 将产生测距模糊,此时需解模糊。 * 把(So/No)min称为“识别系数”, 并用M表示: 为了提高接收机的灵敏度, 即减少最小可检测信号功率Si min, 应做到: ① 尽量降低接收机的总噪声系数F0, 所以通常采用高增益、低噪声高放; ② 接收机中频放大器采用匹配滤波器, 以便得到白噪声背景下输出最大信号噪声比; ③ 式中的识别系数M与所要求的检测质量、 天线波瓣宽度、扫描速度、雷达脉冲重复频率及检测方法等因素均有关系。在保证整机性能的前提下, 尽量减小M的数值。 * 临界灵敏度: M=1时接收机的灵敏度: 雷达接收机的灵敏度以额定功率表示, 并常以相对1 mW的分贝数计值, 即 一般超外差接收机的灵敏度为-90~-110 dBmW。 * * 3.5 接收机的动态范围和增益控制 动态范围:接收机能正常工作所容许的输入信号强度范围。 弱则无法检测,强则接收机饱和过载。 增益控制:为防止强信号引起过载,提高角跟踪和抗干扰能力,需要增大接收机的动态范围,雷达接收机有专门的抗过载电路,如自动增益控制(AGC)、灵敏度时间控制、对数放大器等。 3.5.1动态范围 放大器: 小信号,线性放大;信号过强,饱和。 过载:信号过强时,放大器饱和,输出电压不再增大,反而减小,输出-输入振幅特性出现弯曲下降。 * 信号与宽脉冲干扰共同通过中频放大器图 放大器饱和导致输出电压中的回波信号被丢失。 * 对于叠加在干扰上的回波信号来说, 其放大量应该用“增量增益”表示, 它是放大器振幅特性曲线上某点的斜率 只要接收机中某一级的增量增益Kd≤0,接收机就会发生过载, 即丢失目标回波信号。 动态范围D:接收机抗过载性能的好坏, 是当接收机不发生过载时允许接收机输入信号强度的变化范围。 Pi min、Ui min为最小可检测信号功率、电压; Pi max、Ui max为接收机不发生过载所允许接收机输入的最大信号功率、电压。 * 3.5.2 增益控制 (1). 自动增益控制(AGC) 在跟踪雷达中, 为了保证对目标的自动方向跟踪, 使天线正确地跟踪运动目标, 必须采用自动增益控制(AGC)。 * (2). 瞬时自动增益控制(IAGC) 目的:使干扰电压受到衰减(即要求控制电压UC能瞬时地随着干扰电压而变化), 而维持目标信号的增益尽量不变。 干扰电压一般都很强, 所以中频放大器不仅末级有过载的危险, 前几级也有可能发生过载。为了得到较好的抗过载效果, 增大允许的干扰电压范围, 可以在中放的末级和相邻的前几级, 都加上瞬时自动增益控制电路。 * (3) . 近程增益控制(STC)  近程增益控制电路又称“时间增益控制电路”或“灵敏度时间控制(STC)电路”, 它用来防止近程杂波干扰所引起的中频放大器过载。 近程增益控制的基本原理是: 当发射机每次发射信号之后, 接收机产生一个 与干扰功率随时间的变化规律相“匹配”的 控制电压UC, 控制接收机的增益按此规律变化。 所以近程增益控制电路实际上是一个使接收机 灵敏度随时间而变化的控制电路, 它可以使 接收机不致受近距离的杂波干扰而过载。 * 3.6 滤波和接收机带宽 3.6.1 匹配滤波和准匹配滤波 (1) . 匹配滤波器基本概念 匹配滤波器是在白噪声背景中检测信号的最佳线性滤波器, 其输出信噪比在某个时刻可以达到最大。 如果已知输入信号s(t), 其频谱为S(ω), 则可以证明匹配滤波器的频率特性为 S*(ω)为频谱S(ω)的共轭值; k为滤波器的增益常数; t0是使滤波器实际上能够实现所必须的延迟时间, 在t0时刻将有信号的最大输出。 匹配滤波器的脉冲响应为 式中,s*(t0-t)为输入信号的镜像, 它与输入信号s(t)的波形相同, 但从时间t0开始反转。 H(ω)=kS*(ω)exp(-jωt0) h(t)=ks*(t0-t) * 匹配滤波器的传输函数是输入信号频谱的复共轭值, 匹配滤波器的脉冲响应是输入信号的镜像函数。 匹配滤波器在输出端给出的最大瞬时信噪比为: 式中N0是输入噪声的谱密度, 它是匹配滤波器输入端单位频带内的噪声功率; E是输入信号能量: H(ω)=S*(ω)  h(t)=s*(-t) * (2)单个矩形中频脉冲的匹配滤波器  设矩形脉冲的幅度为A, 宽度为T, 信号波形的表达式为: 其频谱: 匹配滤波器的传输函数: 匹配滤波器输出的最大信噪比为 : 理想匹配滤波器的特性一般比较难于实现,需要考虑近似实现, 即采用准匹配滤波器。 * * 3 . 准匹配滤波器 准匹配滤波器是指实际上容易实现的几种典型频率特性, 用矩形、 高斯形或其它形状的频率特性来作近似。适当选择该频率特性的通频带, 可获得准匹配条件下的“最大信噪比”。 失配损失ρ:准匹配滤波器输出的最大信噪比与理想匹配滤波器输出的最大信噪比之比值。 * Bτ≈1.37时, 失配损失达到最大值ρmax≈0.82。这就是说, 采用带宽 的矩形特性滤波器时, 这种准匹配滤波器相对于理想匹配滤波器来说, 其输出信噪比损失仅约0.85dB, 显然这损失不大。 * 多卜勒频移、接收机调谐误差, 导致回波频谱与滤波器通带之间产生某些偏差, 因此雷达接收机的带宽一般都要稍微超过最佳值,要求接收机带宽略宽于最佳值,减小了信号的波形失真, 降低从脉冲干扰中恢复工作所需要的时间。 最佳带宽脉宽积并非很临界的, 如果允许检测能力再降低0.5dB, 则带宽可以偏离最佳值30%~50%。 * 各种滤波器的带通滤波特性 * 各种滤波器的冲击特性 * 矩形通带最有利于防止偏频窄带干扰,但冲击响应最长,最不利于防止脉冲干扰 高斯型通带的频域和时域的边线最好,可同时有利于防止偏频窄带干扰和脉冲干扰。 3.6.2 接收机带宽的选择 接收机带宽影响接收机输出信噪比和波形失真。 最佳带宽时,灵敏度最高,但波形失真大,需折中考虑 警戒雷达(含引导雷达) 接收机灵敏度要高, 而对波形失真的要求不严格, 要求接收机线性部分的输出信噪比最大, 即高、中频部分的通频带应取为最佳带宽, 考虑到发射信号频率和本振频率的漂移, 需要加宽一个数值;视频噪声影响较小,视频部分(含检波器)的带宽略大于最佳带宽的一半即可。 * 跟踪雷达(含精确测距雷达) 波形失真小, 其次才是要求接收机灵敏度高。 因此要求接收机的总带宽(含视频部分带宽)大于最佳带宽, 一般取为 式中, τ为发射信号脉冲宽度。 * 4.1 雷达终端显示器 雷达终端显示器用来显示雷达所获得的目标信息和情报,显示的内容包括目标的位置及运动情况,目标各种特征参数等。 4.1.1

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